，这些特性包括极小的开关损耗、在低于谐振频率时不会进行反向恢复，以及承受变压器内较大漏电感的能力。

　　在设计具有宽工作范围的 LLC 转换器时，一个主要挑战在于增益曲线相对于等效负载电阻的行为。这是因为随着品质因数 (Qe) 的增加，可达到的最大增益会降低，与此相反，可达到的最小增益会随着Qe的降低而增加。下面的图 1 展示了这种情况。

　　图 1： LLC 增益曲线表明，随着 Qe 的增加，可达到的最大增益会减小

　　这种行为使得很难在功率级和合理的开关频率范围内保持合理的均方根 (RMS) 电流。需要降低电感比 (Ln) 以减小所需的频率范围；但是，较低的电感比会增加功率级中的磁化电流。本文将阐述设计具有宽工作电压范围的 LLC 转换器的五个技巧。

　　扩展 LLC 转换器工作范围的一种潜在方法是实现可重新配置的整流器，如图 2 所示。

　　图 2：展示了具有可重新配置整流器的 LLC 转换器，该整流器可重新配置为全桥或倍压器

　　在此结构中，您可以使用比较器来查看输出电压并决定运行模式，从而将整流器配置为全桥或倍压整流器。作为全桥整流器运行时，可使用公式 3 计算输入到输出传递函数。

　　图 3 显示了LLC 的开关频率与输出电压间的关系，使用上述方法从 450V 固定输入实现 140V 至 420V 的输出电压范围。该数据是通过输出端的 800mA 负载收集而来。请注意在 200V 处的跳变，此时比较器从全桥切换到倍压器模式。

　　如果工作点降至最小增益曲线以下，LLC 控制器会被强制在突发模式下运行，以确保输出电压处于稳定状态。突发模式会导致较高的低频输出纹波电压。对于需要在轻负载和最小输出电压条件下具有极低输出纹波的应用，这会造成一个问题。

　　在这种情况下，必须尽可能减小变压器内的绕组电容，以及整流器的输出电容 (Coss) 或结电容 (Cj)。在高于谐振频率的条件下运行时，这些寄生电容将导致增益曲线 显示了轻负载时 LLC 增益曲线的传统一次谐波近似 (FHA) 计算方法，以及考虑到功率级中所用整流器的绕组电容和 Coss 时相同的 LLC 增益曲线。

　　变压器内的绕组层叠并选择整流器元件，可更大限度地减少这种增益曲线反转效应。使用SIC 二极管或GaN 高电子迁移率晶体管(HEMT)等宽带隙器件作为整流器，可使 Coss 大幅低于 Si MOSFET 或二极管。

　　100W 半桥LLC 转换器的示例，其输入范围为 70V 至 450V。在图 5 中，谐振电流显示为绿色，初级侧开关节点显示为蓝色。

　　LLC 转换器在高频跳跃模式下运行，每四个开关周期就省略一次。开关频率为 260kHz，但它以 77kHz 突发频率进行分调制。

　　必要的偏置电压。对于具有可变输出电压的 LLC 转换器，辅助绕组电压将随着输出电压一起变化。对于使用剖切线轴的 LLC 变压器，如果辅助绕组与次级绕组的耦合不良，情况尤其如此。当使用简单的低压降稳压器 (LDO) 结构调节偏置电压时，效率会随着输出电压的增加而下降。可能需要更大的物理封装来处理功率耗散。

　　aux1和 Naux2的大小是为了确保通过 D1、Q1 和 D4 提供最低输出电压或 VCC 偏置电压。随着输出电压的增加，C2 上的电压限制为齐纳 D3 的击穿电压减去 Q1 的栅源阈值电压。随着输出电压进一步升高，Naux2生成的电压变得足够高，足以为 VCC 供电，并且随着栅源电压降至关断阈值以下，Q1 被强制关断。

　　如图 7 所示。在微电流充电模式下，旁路 FET 关闭，输出电流由LM317（配置为调节输出电流）提供。这样可以确保，即使输出电压为 0V，LLC 转换器的最小输出电压也能大于 0V。这种方法允许 LLC 变压器在初级侧和次级侧产生必要的偏置电压，并避免在输出电压为 0V 时需要单独的辅助电源。一旦电池包电压上升到足够高的电平，具有分立式电荷泵电路的 FET 就会绕过恒流电路